Que voilà un ampli intéressant ! Son schéma est à ranger dans la catégorie des amplis de puissance qui exploitent un ampli-op audio comme entrée différentielle à grand gain, tel ampli-op audio étant pris dans la rétroaction globale qui détermine le coefficient d'amplification pour l'audio.
L'idée date de 1970, chez Fairchild.
Voir schéma attaché.
- Fairchild - 1970 - The Power Amplifier Using the µA777 (schéma).png (33.27 Kio) Vu 8685 fois
L'ampli-op µA777 est utilisé de façon unorthodoxe. Chargé par R1 (47 ohm, c'est une résistance anormalement faible), l'ampli-op est forcé de débiter un courant de sortie significatif. Tel courant qui doit bien provenir de quelque part, transite évidemment par les broches d'alimentation de l'ampli-op.
L'ampli-op, qui tire du courant sur sa ligne d'alim positive lorsque sa sortie doit délivrer du courant, sollicite les transistors Q1 et Q3, et il en résulte une tension positive à la sortie de l'ampli de puissance.
L'ampli-op, qui pousse du courant sur sa ligne d'alim négative lorsque sa sortie doit absorber du courant, sollicite les transistors Q2 et Q4, et il en résulte une tension négative à la sortie de l'ampli de puissance.
L'ampli-op, chargé par une résistance aussi petite que 47 ohm, est-il maltraité, condamné à activer ses protections contre les court-circuits ? Que nenni ! Regardez C2, placé entre la sortie de l'ampli de puissance et la sortie de l'ampli-op. Dès que le voltage en sortie de l'ampli-op augmente, on se dit que ce dernier se trouve forcé de délivrer beaucoup de courant dans R1 qui mesure seulement 47 ohm. Or, d'après ce qui précède (rôle des quatre transistors en aval), la tension de sortie de l'ampli de puissance augmente aussi, et pas qu'un peu puisque Q1 et Q2 opèrent comme sources de courant qui voient comme charge de collecteur les 8 ohm de l'enceinte, multipliés par le gain en courant des transistors de sortie Q3 et Q4. Et donc, au final, ce n'est pas l'ampli-op qui fournit le gros du courant qui circule dans la résistance de 47 Ohm. C'est l'ampli de puissance, par l'entremise de C2 (5.3 nF). On aurait pu monter une résistance, par exemple de 1 k ohm, en lieu et place de C2. Ici, en optant pour un condensateur de 5.3 nF, le concepteur a tenu à ce que la rétroaction sur R1 soit totale aux hautes fréquences, et nulle aux basses fréquences. Il s'ensuit que le gain du système, est colossal pour le continu et les basses fréquences, et proche de l'unité pour les très hautes fréquences. Par hautes fréquences, il faut visualiser la fréquence charnière décrite par C2 (5.3 nF) et R1 (47 ohm), qui vaut 640 kHz. Dès lors, on peut dire qu'à la fréquence de 64 kHz, C1 fournit les 9/10èmes du courant qui transite dans R1, autrement dit, la sortie de l'ampli-op se trouve soulagée à concurrence de 90%. De façon analogue, on peut dire qu'à la fréquence de 6.4 kHz, C1 fournit les 99/100èmes du courant qui transite dans R1, autrement dit, la sortie de l'ampli-op se trouve soulagée à concurrence de 99%. Notez bien, tel calcul est erroné. Mon calcul ne tient pas compte du fait que l'amplitude de la tension en sortie de l'ampli de puissance, est plus importante que l'amplitude en sortie de l'ampli-op. Aux fréquences audio, le délestage de la sortie de l'ampli-op est probablement trente à cinquante fois plus important. Ne vous faites donc aucun souci en ce qui concerne la santé de l'ampli-op !
On arrive ainsi à décrire le fonctionnement interne de l'ampli soumis à telle rétroaction locale, mais on n'a toujours pas défini le gain pour les fréquences audio.
L'amplification en tension pour les fréquences audio est définie par une rétroaction non pas locale, mais globale. L'amplification en tension pour les fréquences audio est définie par la résistance Rf (30 k ohm), relativement à la résistance R2 (1 k ohm). Il s'agit d'une configuration en ampli non-inverseur. Le coefficient d'amplification en tension vaut 31. On applique 0.5 volt à l'entrée, et la sortie délivre 15.5 volt.
Last but not least, en guise de rétroaction globale, le condensateur C1 qui mesure 30 pF détermine la réponse en fréquence dans les hautes fréquences, la combinaison C1 (30 pF) et Rf (30 K ohm) déterminant une fréquence charnière de 177 kHz.
Une correction supplémentaire en ce qui concerne les hautes fréquences intervient via le condensateur de 5 pF, entre les broches 1 et 8 de l'ampli-op.
Tous les ingrédients sont présents pour un rendu audio de première classe, puisque pas moins de quatre rétroactions sont à l'oeuvre :
- Rf en rétroaction globale qui qui détermine le coefficient d'amplification pour le DC et les fréquences audio
- C1 en rétroaction globale qui détermine le coefficient d'amplification pour les fréquences ultrasoniques
- C2 en rétroaction locale qui déleste (contre-réactionne) d'autant plus la sortie de l'ampli-op, que la fréquence est élevée
- 5 pF entre les broches 1 et 8 de l'ampli-op qui en affiblit le gain en boucle ouverte, dans les fréquences ultrasoniques
Les deux diodes Zener sont là pour abaisser la tension qui aboutit sur les broches d'alimentation de l'ampli-op, ce dernier ne supportant pas une alimentation de 60 volt (-30 volt et + 30 volt).
L'étage de sortie (Q3 et Q4) se trouve polarisé en classe AB de façon fruste, au moyen d'une résistance (R3 de 56 ohm) et d'une diode (D3), sans que Q3 et Q4 aient été munis de résistances d'émetteur (généralement 0.47 ohm ou 0.22 ohm).
Chose remarquable pour l'époque, l'ampli est à couplage direct, tant en entrée qu'en sortie. Notez bien, cela découle du fait que les impédances qui sont raccordées aux entrées de l'ampli-op sont non seulement égales, mais anormalement petites : seulement 1 k ohm. La faute à un courant de polarisation DC non négligeable, qui émane des entrées de l'ampli-op. C'est là qu'on réalise que ce schéma date de 1970, époque à laquelle il n'existait pas encore de circuits intégrés ampli-op à entrées JFET, à faible bruit et à faible tension d'offset, tels le TL072.
C'est un certain monsieur Kuroda qui en 1983, publie le schéma d'un ampli de puissance qu'il a réalisé en tant que hobby.
Voir schéma attaché.
- Kuroda - 1983 - The Power Amplifier Using the TL071 and Lateral Mosfets.jpg (36.47 Kio) Vu 8685 fois
Il est fait appel à un ampli-op à entrées JFET, à faible bruit et à faible tension d'offset, en l'occurrence le TL072.
Il est fait appel à une paire de transistors MOSFET latéraux (2SK134 et 2SJ49), avec les classiques résistances de source (0.22 ohm).
Il est fait appel à un transistor en base commune (tension zéner 15 volt sur la base) pour alimenter l'ampli-op, avec un effet de limitation du courant du fait des deux diodes en série qui viennent en parallèle sur la base et la résistance de 100 ohm.
Pour fournir assez de courant dans les capacités de grille des transistors MOSFET latéraux, et pour continuer à exploiter des transistors rapides (2SB716, 2SD756) faciles à refroidir, l'étage intermédiaire utilise deux de ces transistors en parallèle.
La sortie de l'ampli-op forcée de débiter dans une résistance de 150 ohm, se trouve délestée par une résistance de 390 ohm, connectée à la sortie de l'ampli de puissance. Le délestage de la sortie de l'ampli-op est constant en fonction de la fréquence. Cette rétroaction locale est dès lors effective pour le DC, et pour les fréquences audio.
Le condensateur de 51 pF définit la rétroaction globale pour les fréquences ultrasoniques.
L'ampli-op n'est pas équipé de broches permettant d'en réduire le gain aux hautes fréquences.
La résistance de 33 k ohm combinée à la résistance de 1.5 k ohm, déterminent un coefficient d'amplification en tension égal à 23.
L'ampli est à couplage direct à l'entrée comme à la sortie.
L'impédance d'entrée vaut 47 k ohm.
L'ampli-op est équipe de broches permettant de régler la tension d'offset.
Mais pourquoi donc, tous les amplis de puissance ne sont-ils pas conçus de la sorte ?
Les années passant, l'idée fait son chemin, de sorte qu'un constructeur tel BGW commercialise un ampli tel le Model 150.
Voir schéma attaché.
- BGW Model 150 (schéma).png (59.51 Kio) Vu 8685 fois
Il s'agit d'une régression par rapport à l'ampli Kuroda (et Fairchild).
L'ampli-op NE5534 (faible bruit, entrées à transistors bipolaires) est alimenté en + 15 volt et - 15 volt.
La structure d'amplification n'exploite plus le courant qui traverse les broches d'alimentation de l'ampli-op.
L'ampli-op sort une tension audio, qui attaque les bases des transistors "driver" Q103 et Q104.
Pour arriver à polariser cet étage "driver", il faut déployer une astuce. Cette astuce consiste à définir une chaîne résistive de polarisation DC constituée de R108, R109, R110, R111, qui détermine le courant de repos de Q103 et Q104. Pour éviter que l'audio n'ait à traverser R108 et R109, qui constitueraient un filtre passe-bas indésirable causé par la capacité d'entrée de Q103 et Q104, on court-circuite R108 et R109 par des condensateurs (C107 et C108) de 120 nF. A une fréquence de 1 kHz, un condensateur de 120 nF admet une impédance de 1,3 k ohm. A une fréquence de 10 kHz, un condensateur de 120 nF admet une impédance de 130 ohm. Via R110 et R 111 (seulement 680 ohm), la sortie de l'ampli-op se trouve ainsi 1) en relation avec la tension d'alimentation non régulée et 2) en train de débiter sur une impédance un peu basse, de seulement 340 ohm (680 divisé par deux) à majorer toutefois par l'impédance que les condensateurs C107 et C108 admettent, à la fréquence considérée.
A partir des collecteurs de Q103 et Q104, on a affaire à du connu, ici une triplette de transistors bipolaires exploités en collecteurs communs.
L'ampli de puissance est à couplage direct à l'entrée et à la sortie, mais son amplification pour le continu est unitaire du fait du condensateur C105 (47 µF).
L'ampli de puissance est en configuration non-inverseuse, mais cependant le signal audio rentre sur l'entrée inverseuse de l'ampli-op (broche 2). Pourquoi ? Parce que dans tel schéma qui n'exploite pas le courant qui circule dans l'ampli-op, l'étage "driver" Q103 et Q104 introduit une inversion de phase.
Le condensateur C104 (30 pF) définit la rétroaction globale pour les fréquences ultrasoniques.
La résistance R103 (47.5 k ohm) combinée à la résistance R104 (2.49 k ohm) déterminent un coefficient d'amplification en tension égal à 20.
L'impédance d'entrée est fixée à 47 k ohm (R101) mais pour les hautes fréquences cette impédance tombe à seulement 4.7 k ohm du fait de la présence de C106 (30 pF) qui détermine une rétroaction négative totale, pour les hautes fréquences.
Le réseau R105 (4.7 k ohm) et C103 (10 pF) tente d'égaliser les impédances DC et HF vues par les entrées de l'ampli-op, ce qui tend à en améliorer le comportement.
Les transistors Q106 et Q107 ont pour but de limiter le courant de sortie, afin d'éviter la destruction des transistors de sortie en cas de court-circuit ou en cas de surcharge.
Les années passant, l'idée continue à faire son chemin, de sorte qu'un constructeur tel DENON commercialise un ampli PMA-350se.
Voir schéma attaché.
- Denon PMA-350 se (schéma).png (261.5 Kio) Vu 8685 fois
Il s'agit d'une évolution (complication ?) par rapport à l'ampli BGW Model 150, qui vise à rétablir une parfaite orthodoxie quant à l'utilisation de l'ampli-op, qui cependant demeure dans la rétroaction globale.
Par rapport au schéma de l'ampli BGW Model 150, on note TR351 et TR353, en plus, qui rajoutent 180 degrés de déphasage, et qui donc, permettent de rentrer le signal audio sur la broche 3 (non-inverseuse) de l'ampli-op.
L'ampli-op est un NE5532, la version grand public du NE5534 (connoté audio pro) qui équipe le BGW Model 150.
Du fait de la présence de TR351 et de TR352, la sortie de l'ampli-op débite sur les bases de ces transistors, qui présentent des impédances importantes. L'ampli-op se trouve donc en situation de confort. Il fonctionne en ampli de tension, point barre. On peut éventuellement en déduire que la signature acoustique de tel ampli de puissance sera prévisible, et dépendante du modèle l'ampli-op utilisé.
Sachant que rajouter un étage d'amplification comporte un risque pour la stabilité, Denon a tenu à en limiter l'amplification autant que possible, pour en assurer une fréquence de coupure et une réponse en phase la plus étendue possible. On peut voir TR351 suivi par TR357, comme un miroir de courant, qui apporte un coefficient d'amplification sur le courant. Le coefficient d'amplification en courant de cet étage intermédiaire vaut grosso-modo le rapport des résistances R351 (560 ohm) et R371 (180 ohm), autrement dit environ 3. En ce qui concerne l'amplification en tension, le calcul est plus subtil. La sortie de l'ampli-op attaque les bases de TR351 et TR353. Pour savoir comment TR351 et TR353 vont réagir, il faut déterminer ce qui en résulte sur leurs émetteurs. On voit qu'une rétroaction locale prévaut : R359 (150 k) combinée à R355 (15 k) et R361 (150 k) combinée à R357 (15 k). On peut donc dire que les émetteurs de l'étage intermédiaire sont contre-réactionnés pour déterminer un coefficient d'amplification en tension de 11. Ainsi, lorsque les bases de TR361 et TR363 (qui sont les transistors finaux) voient un signal audio de 22 volts, les émetteurs de TR351 et TR353, donc leurs bases, donc la sortie de l'ampli-op, ne délivre qu'une tension de 2 volts, sur une impédance de charge négligeable. Comme dit plus haut, l'ampli-op se trouve dans une situation de confort.
Les résistances R355 et R357 (15 k ohm) qui aboutissent au - 15 volt et au + 15 volt servent aussi a établir le courant de repos de TR351 et TR353, et par conséquent aussi TR357, et TR359, sans oublier TR355. C'est TR355 qui définit le courant de repos des transistors de sortie (TR361 et TR363).
Les condensateurs C351 et C353 (47 pF) augmentent la rétroaction dont question plus haut, à-partir de 22 kHz. Ainsi, au-delà de 22 kHz, on demande à l'étage intermédiaire d'opérer non pas en amplificateur de tension, mais en suiveur de tension, ce qui en améliore la précision et la bande passante.
Notez la présence (étrange) de C393 (47 pF) qui connecte la sortie de l'ampli de puissance à la sortie de l'ampli-op. Une sorte de bootstrapping, qui contribue à encore alléger la charge de l'ampli-op ?
Le gain en tension de l'ampli-op se trouve limité par une rétroaction locale, matérialisée par R391 (470 k) qui combinée à R325 (910 ohm), détermine un coefficient d'amplification de 517.
Un peu comme à l'époque où Philips installait des petits condensateurs entre toutes les entrées de tous les amplis-op, Denon installe un condensateur de 220 pF entre l'entrée + et l'entrée - de l'ampli-op. Pourquoi ? Parce que cet ampli-op sonne mal sans ? Ou parce qu'en l'absence de tel condensateur, on entend des parasites radio, notamment ceux émis par les téléphones portables ? Bizarre bizarre ...
Le condensateur C329 (10 pF) définit la rétroaction globale pour les fréquences ultrasoniques.
La résistance R327 (120 k ohm) combinée à la résistance R325 (910 ohm) détermine un coefficient d'amplification en tension égal à environ 133, fort élevé. La stabilité n'était peut-être pas garantie, avec un coefficient d'amplification moins élevé. C'est mauvais signe ...
L'impédance d'entrée est fixée à 120 k ohm (R321) mais pour les hautes fréquences cette impédance tombe à seulement 1 k ohm du fait de la présence de C325 (100 pF) à la masse.
L'ampli de puissance est à couplage continu à la sortie, mais pas à couplage direct à son entrée du fait de C323 (470 nF).
Le coefficient d'amplification pour le continu est unitaire du fait du condensateur C327 (220 µF).
Bref, on peut voir cet ampli, comme le pire de tous (trop de complexité, trop de compromis), ou comme le meilleur de tous (si sophistiqué).
Compte tenu de ce qui précède, l'ampli BGW Model 150 apparaît comme très honorable !
Dans la série, j'aurais du présenter l'ampli de Mark Alexander qui date de 1999, qui a fait l'objet d'un brevet.
Il est ici :
http://www.analog.com/media/en/technica ... 4AN211.pdf
C'était à la grande époque du "current feedback".
, J'ai aussi trouvé quelques infos de mon coté, visiblement BGW travail encore pour Universal, la Nasa, 3M et la navy rien que ça ! J'ai trouvé un lien sur Wiki : 
